连续波雷达具有结构简单，体积较小且损耗较低的特点^[1]。在连续波雷达系统中，如调频连续波雷达或多普勒雷达，都需要通过增加发射端(Tx)到接收端(Rx)的隔离度来提升接收机灵敏度。双天线系统一般具有较高的Tx到Rx的隔离度，但其体积通常是单天线系统的2倍。单天线系统必须通过环行器或伴有天线的定向耦合器来实现收发共用，但由于环行器及定向耦合器在工作于毫米波频段时会表现出低隔离度特性，使单天线系统从Tx到Rx存在严重的信号泄漏，所以需要添加一种能够消除发射泄漏信号的电路结构来提高Tx到Rx的隔离度^[2-10]。发射泄漏射频消除可分为有源消除和无源消除2大类^[11]。有源消除可分为模拟式^[12]和数字式^[13]，其基本原理都是构造泄漏信号的等幅反相矢量，与泄漏信号相抵消，以达到消除效果。无源消除则是通过无源部件，利用无源网络本身的平衡特性对泄漏信号进行泄漏对消。文献[14]中提到一种平衡的拓扑雷达前端，可以大大减少接收机Tx泄漏，但有一半的发射信号能量损失在匹配电阻中。为解决这一问题，文献[15]提出了一种基于六端口网络的应对方法，通过4个定向耦合器，使发射功率损耗仅是Lange耦合器的内部损耗。对比单个Lange耦合器，这种Tx泄漏对消器有更好的耦合度，同时也具有较好的带宽特性，并且平衡雷达拓扑结构在发射部分没有功率损耗。但该方案未考虑与发射天线相连的定向耦合器中2个输入端口之间的互相耦合，其Tx到Rx的隔离度与定向耦合器自身端口间的隔离度相比，没有明显提升。

本文设计了一种基于六端口网络的电路拓扑结构，同时考虑了定向耦合器本身的信号反射和信号耦合，其对应的Tx到Rx的隔离度得到了有效提升。该六端口网络主要由3个3 dB耦合器和一个不等分功分器组成。在与接收天线信号对应的2个输出端口，调节相应参数使发射天线的泄漏信号等幅且反向，从而互相抵消，达到改善收发天线之间隔离性能的目的。在22~26 GHz的工作频段上，设计并仿真验证了该电路拓扑结构。从仿真结果上可以看出，该泄漏对消电路的隔离度小于–29.5 dB，并于中心频率达到–44 dB的最大衰减。

1 基于六端口网络的电路拓扑结构分析

如图 1(a)所示，整个连续波雷达前端电路中除去泄漏对消网络的外部电路，主要由一个低噪声放大器、一个宽带3 dB功率分配器，2个混频器和2个低通滤波器构成。泄漏对消电路则由一个六端口网络、一个低噪声放大器和一个3 dB定向耦合器组成；其中六端口网络的电路具体结构如图 1(b)所示，包含了一个不等分功分器、90°移相器和3个3 dB定向耦合器。该结构中连续波雷达前端的发射信号经端口1进入六端口网络，一部分由端口6的天线发出，另一部分由端口4, 5输出作为本振信号与天线的接收信号在混频器进行混频。

该连续波雷达前端系统的接收信号经由端口6进入网络，通过端口2, 3输出进行信号处理后，与端口4, 5输出的本振信号在混频器进行混频处理。由于接收信号相对于发射信号能量较弱，端口2, 3泄漏的发射信号会对其后续的混频产生较大影响。

针对该泄漏对消电路进行理论推导，端口1的发射信号如下：

${U_{\rm{T}}} = {A_{\rm{T}}}\cos \;({\omega _{\rm{T}}}t + {\phi _{\rm{T}}})$

(1)

式中：U_T为发射信号；A_T为发射信号的振幅；ω_T和φ_T分别为发射频率和发射信号的相位。

由图 2可见，发射信号泄漏至端口2的主要路线包含3条：第1条由耦合器1的输入端泄漏至其隔离端，即端口2；第2条由耦合器2的直通端经耦合器3的输入端泄漏至其隔离端，再经耦合器1耦合至端口2；第3条则由耦合器1的直通端经耦合器3的输入端反射后，再通过耦合器1耦合至端口2。同理，也可以得到发射信号泄漏至端口3的3条主要路线。为了使6个信号互相抵消，经理论推导，关键在于：a)不等分功率分配器的2个输出端口的功率能量比为5:3；b) 2个输出端口的相位差为90°；c)改变微带线的长度，使耦合器的各端口微带线电长度在中心频率时恰好为90°。

在以上3点的基础上，针对该泄漏对消电路进行理论推导。端口1的发射信号如式(1)所示，不等分功率分配器(包含90°移相器)的2个输出端口的信号如式(2)~(3)：

${U_{BD{\rm{1}}}} = {A_{BD{\rm{1}}}}\cos \;({\omega _{\rm{T}}}t + {\phi _{BD}} - 180^\circ )$

(2)

${U_{BD{\rm{2}}}} = {A_{BD{\rm{2}}}}\cos \;({\omega _{\rm{T}}}t + {\phi _{BD}} - 90^\circ )$

(3)

式中：U_BD1和U_BD2为端口1经不等功率分配器后的2个输出信号；A_BD1和A_BD2为信号的振幅；ω_T和φ_BD分别为相应信号的频率和相位。

六端口网络的天线输出6号端口的信号为定向耦合器3的2个输入端口的耦合信号，到达端口6的两信号相位相同，互相叠加，由发射天线发出；而在连接匹配电阻的端口处，2个信号则相位相反，互相抵消。

针对发射天线泄漏对消信号，在端口2、端口3处可各接收到3个远大于其他信号的泄漏信号。由于3个定向耦合器数据相同，不妨设定向耦合器输入端到耦合端的相位变化为–180°–2ϕ₁(ϕ₁为耦合器4个端口的微带线电长度)，输入端到直通端的相位变化为–90°–2ϕ₁，输入端到隔离端的相位变化为–ϕ₂–2ϕ₁，ϕ₂指耦合器内部输出端到隔离端的相移，输入端的反射信号的相位变化为–ϕ₃–2ϕ₁，ϕ₃指信号在输入端反射带来相位变化则对端口2，3个信号分别为：

${U_{L1'}} = {A_{L1'}}\cos \;({\omega _{\rm{T}}}t + {\phi _{BD}} - 180^\circ - {\phi _2} - 2{\phi _1})$

(4)

${U_{L2'}} = {A_{L2'}}\cos \;({\omega _{\rm{T}}}t + {\phi _{BD}} - 360^\circ - {\phi _2} - 6{\phi _1})$

(5)

${U_{L3'}} = {A_{L3'}}\cos \;({\omega _{\rm{T}}}t + {\phi _{BD}} - 90^\circ - 6{\phi _1} - {\phi _3})$

(6)

同理，对于端口3，3个信号分别为：

${U_{L - L1'}} = {A_{L1''}}\cos \;({\omega _{\rm{T}}}t + {\phi _{BD}} - 90^\circ - {\phi _2} - 2{\phi _1})$

(7)

${U_{L - L2'}} = {A_{L2''}}\cos ({\omega _{\rm{T}}}t + {\phi _{BD}} - 90^\circ - {\phi _2} - 6{\phi _1})$

(8)

${U_{L - L3'}} = {A_{L3''}}\cos ({\omega _{\rm{T}}}t + {\phi _{BD}} - 6{\phi _1} - {\phi _3})$

(9)

当ϕ₁为90°时，式(4)和式(5)的相位相差180°，式(7)和式(8)的相位相同，这2个端口的两路信号分别合成为一路信号。由于不等分功分器的影响，端口2的这部分合成信号和端口3的这部分合成信号等幅，经过定向耦合器的90°相移使其相位相反，便可以将这两路信号完美消除。

式(6)和式(9)这两路信号相位相差90°，但振幅不相同，经过定向耦合器的90°相移，这两路信号不等，但是反相，可以消除部分泄漏信号。

最终合成的泄漏信号输出如式(10)所示：

${U_{w'}} = \frac{{\sqrt {{\rm{10}}} }}{{\rm{5}}}{A_{L3'}}\cos \;({\omega _{\rm{T}}}t + {\mathit{\Phi } _{w'}})$

(10)

式中${\mathit{\Phi }_{w'}}$为考虑从六端口网络到左侧定向耦合器输入泄漏对消端口的相位变化综合值。

在考虑六端口网络外的定向耦合器的3 dB损耗后，该泄漏对消拓扑结构的隔离度可表示为：

${I_{SO,{\rm{canceller'}}}} = 20\log \frac{{\sqrt {{\rm{10}}} {A_{L3'}}}}{{{\rm{5}}{A_T}}} - 3\;{\rm{dB}} = 20\log \frac{{\rm{1}}}{{\rm{2}}} - 3\;{\rm{dB}} - 3\;{\rm{dB}} - \left| {{S_{11}}} \right| - 3\;{\rm{dB}} = - 1{\rm{5}}\;{\rm{dB}} - \left| {{S_{11}}} \right|$

(11)

式(11)意味着该泄漏对消拓扑网络的隔离性能I_{SO, canceller}在单个耦合器的反射系数S₁₁基础上额外增加了15 dB，可以有效提高连续波雷达前端系统的Tx至Rx隔离性能。

综上所述，该六端口网络通过其自身的拓扑结构，对所有可能对接收信号产生影响的泄漏信号进行综合处理。由计算可得，泄漏对消网络的隔离性能在单个耦合器上提升了15 dB，可以有效抑制泄漏信号，从而减少其在接收信号混频时的干扰。由于理论分析是在理想化的环境中进行，与实际仿真及应用中会存在些许偏差。

2 仿真结果分析与讨论

本文设计的基于六端口网络的泄漏对消电路工作频段为22~26 GHz，采用HFSS13.0软件进行电路设计，介质基板为Rogers RT/duroid 5 880/tm，厚度为0.254 mm，相对介电常数为2.2。

该泄漏对消网络拓扑网络的主要部件包含宽带定向耦合器和不等分功分器。定向耦合器选取经典的分支线耦合器结构，为了获得较高的带宽，采取三分支线定向耦合器结构，如图 3(a)所示。为了实现上文中提到的固定功率比，不等分功分器的结构示意图如图 3(b)所示。经仿真优化后，其结构满足六端口网络要求，其具体参数如表 1所示。

将所设计的三支线耦合器和不等功分器按理论模型排布成六端口网络，其微带结构如图 4所示，由3个定向耦合器和一个不等功分器构成，仿真结果如图 5所示。

由仿真结果可见，这种新型的六端口网络在22~26 GHz的工作频段内，其天线输出端口(即端口3)的信号衰减为3.7 dB±0.2 dB(另一部分发射信号能量于端口6, 7输出，与接收到的信号进行混频)，而端口2的信号衰减小于–19 dB，符合设计预期。由于隔离端口4, 5的信号各包含3个主要泄漏信号，其总体输出信号的幅度与相位差异较大，与上文多路泄漏信号叠加理论相符，需将模型带入整个泄漏对消电路继续验证。

整体泄漏对消电路如图 6所示，在六端口网络的基础上增加一个定向耦合器，实现90°相位变化和信号抵消，其中in端口为发射信号的输入端口，out端口为接收信号的输出端口，则端口in, out之间的隔离度即为发射信号与发射信号泄漏至接收信号输出端口残留的能量的隔离度，其仿真结果如图 7所示。由仿真结果可见，该泄漏对消电路的隔离度小于–29.5 dB，最大可达到–44 dB的衰减，相差11.5 dB，与理论结果基本相符。实际应用中，由于加工精确度等限制，测量结果与理论分析及仿真结果不完全一致。但从总体上来看，该结构能很大程度上改善发射端信号泄漏的问题，具有实用性。

3 结论

本文介绍了一种基于六端口网络的泄漏对消拓扑结构，用来有效抑制连续波雷达前端电路的发射信号泄漏。基于两个幅度相同、相位相反的信号可以互相抵消的原理，利于两个隔离端口的主要泄漏信号的幅度与相位关系，尽可能地抑制泄漏信号，从而有效提高Tx至Rx的隔离度。由仿真结果可知，通过该泄漏对消网络，Tx至Rx的隔离度在工作带宽内小于–29.5 dB，在中心频率最大可达到–44 dB的衰减，与理论结果相符合。