D波段超外差高速无线通信系统

李振北，鲁斌，关欢欢，吴静，张健，于秋则; LI Zhenbei; LU Bin; GUAN Huanhuan; WU Jing; ZHANG Jian; YU Qiuze

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李振北
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鲁斌
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关欢欢
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吴静
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张健
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于秋则
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武汉大学电子信息学院，湖北武汉 430000

中图分类号： TN928

最近更新：2025-01-07

DOI：10.11805/TKYDA2024248

摘要

太赫兹通信是6G时代无线移动通信重要发展方向之一，具有大带宽、低延时的特点，适用于高速无线回传、卫星通信等多种应用场景。本文设计了一款基于中频频率合成的D波段(110~170 GHz)无线通信系统，通过合成n路带宽为2 GHz的中频频率，实现总带宽为(n×2) GHz的D波段宽带无线通信，从而实现超过100 Gbps的传输速率。为验证系统可行性，对所设计的n路通信系统进行了1/n缩比验证，结果表明，利用2 GHz的D波段信道带宽，可实现最高128正交幅度调制(QAM)下11.2 Gbps的空口传输速率以及9.4 Gbps业务传输速率，证明了仅使用一套D波段射频前端的n路中频频率合成系统架构能够低成本地实现D波段宽带高速无线通信。

关键词

太赫兹通信系统; 超外差架构; 无线回传; 128正交幅度调制

随着全球5G基站从广泛覆盖向深度覆盖迈进，传统光纤方案在一些偏远山区、江河湖海以及城市特殊场景中遇到了诸如光纤资源短缺、部署时间紧迫、成本高昂等诸多挑战。微波和毫米波技术不断创新，凭借其远距离传输、大容量承载、快速部署、强抗损性以及低成本等优势，逐渐成为5G时代突破光纤限制、实现基站回传的重要利器。这些技术不仅有效解决了传统光纤方案的不足，还极大地推动了5G网络的快速、广泛部署，在各种复杂环境下也能确保5G网络的高效覆盖和稳定运行^[

1-8]。市场研究机构Dell'Oro Group的报告指出，2021年―2025年，预计包括光纤/铜缆和无线系统在内的移动回传传输市场收入将达250亿美元，其中微波传输市场累计收入预计将超160亿美元。再加上以马斯克的“星链计划”为代表的卫星互联网的迅猛发展，更是为高速无线回传带来巨大的需求。2023年，工业和信息化部正式将E波段(71~76 GHz&81~86 GHz)调入到我国微波通信的授权频段，成为推动我国无线回传走入毫米波时代的标志性里程碑。以华为、中兴为代表的产业界也纷纷推出了各自的E波段产品，成功地以2 GHz带宽、高阶调制和极化的方式实现20 Gbps以上的传输速率。中国太赫兹高速无线通信关键技术已取得了重要突破，与世界技术水平基本同步。进一步大力发展太赫兹高速通信技术，对于中国引领国际高速无线通信技术发展和未来移动通信标准化进程具有重要的战略意义^{[参考文献 9

百度学术}9]。

为实现6G时代TB级数据速率甚至更大的带宽，只能探索更高的频率，尤其是超过100 GHz的频率范围。已经确定的新频段包括D波段(110~170 GHz)、G波段(140~220 GHz)以及H/J波段(220~330 GHz)。发展新一代商业可行的、更高传输速率的太赫兹回传系统成为当前研究的热点，而D波段正被基站基础设施供应商所关注，具有极高的应用前景。2016年，I Ando等^[

10]设计了一款速率达60 Gbps的通信系统，工作频段为120 GHz；2020年，A HAMA-NI等^{[参考文献 11

百度学术}11]采用45 nm CMOS技术实现了84.48 Gbps、64QAM调制的D波段集成本振的接收前端；2023年，F STRÖMBECK等^{[参考文献 12

百度学术}12]提出一种基于聚合物微波光纤传输的超100 Gbps传输速率的D波段通信链路；同年，张教等^{[参考文献 13

百度学术}13]成功演示了基于强度调制直接检测的1.485 GBaud、350 GHz太赫兹有线实时传输视频实验。

现有的太赫兹通信系统，更多的是用于科学研究，大多采用低阶调制方式或光电混合模式实现短距离无线通信，在商业发展技术的前后兼容和低成本、高鲁棒性方面欠缺考虑。现有的国际电信联盟(ITU)的电信级分配带宽通常以250 MHz为单元子信道，通过多路复用的方式实现最大2 GHz的信道带宽。鉴于此，本文设计了一种基于通用标准基带平台的中频频率合成的太赫兹高速无线通信系统，采用n路中频频率合成的方法，可实现D波段载频；(n×2) GHz可用带宽下，最高实现128QAM的调制阶数，最高传输速率超过100 Gbps。此外，本文针对8路中频频率合成、16 GHz可用带宽的方案进行设计，并对其进行缩比实验验证：利用1路子基带平台，在D波段载频，2 GHz带宽范围内实现了最高11.2 Gbps空口传输速率以及9.4 Gbps业务传输速率，实现最高128QAM调制阶数。

已有的太赫兹通信系统大多采用单路中频。首先，器件的选择需要超宽带以满足太赫兹射频前端的需求，这带来了巨大的成本提升；其次，基带系统也需要100 Gbps以上的基带平台，成本将呈几何倍数抬升。本文采用多路中频合成的系统架构，将太赫兹频段进行拆分，通过低成本方案搭建了切实可行的100 Gbps太赫兹通信系统，并进行了缩比验证，具有较大的商业应用前景，为更高带宽下的太赫兹通信系统提供了实验基础，同时可以满足基于国产太赫兹芯片的射频前端快速迭代的需求。

1 系统架构

D波段系统架构如图1所示，系统由单一宽带D波段太赫兹前端收发模块、n个最大带宽为2 GHz，最高实现1 024QAM调制的子基带平台组成的100 Gbps基带平台以及n个中频链路组成。系统整体采用超外差架构，通过2次上/下变频的方式，显著提高了信道选择性和系统灵敏度；通过灵活选择合适的中频频率，可更容易滤除干扰信号；同时通过对系统链路预算的合理分配，将增益合理分配到各级放大器和射频、中频、基带3个频带上，保证了系统的稳定性和灵敏度。

图1 D波段无线通信系统架构

Fig.1 Architecture of D-band wireless communication system

对于发射端，首先使用n个带宽为2 GHz的子基带平台共同组成100 Gbps基带平台，经过n个初始频率为

m GHz，间隔为2 GHz的本振频率{m GHz,(m+2) GHz,…,(m+2n‒2) GHz}分别对其进行第1次上变频，得到n路带宽为2 GHz的调制信号；然后通过功率合成模块得到总带宽为(n×2) GHz的宽带调制信号，将其作为第2次变频的中频信号，与发射射频前端的频率为a GHz的本振信号进行第2次上变频，得到带宽为(n×2) GHz，频率范围为(12a-m-2n+1)~(12a-m+1) GHz的射频信号，射频信号经天线发射出去。需要注意的是，由于D波段本振链路采用6倍频结构，且混频器采用二次谐波混频，因此实际的本振频率为(a×12) GHz。

在接收端通过相同的方式进行2次下变频：首先将(12a-m-2n+1)~(12a-m+1) GHz的射频信号经接收射频前端模块进行第1次下变频，得到(n×2) GHz宽带中频信号；然后经功率分配模块将其以2 GHz为间隔分配到n个接收中频模块中进行第2次下变频，其频率分别为[m-1,m+1] GHz、[m+1,m+3] GHz、…、[m+2n-3,m+2n-1] GHz，对于每个接收中频模块，采用频率间隔为2 GHz的n个本振频率分别对其进行下变频，得到n路带宽为2 GHz的中频信号，分别进入n个子基带平台进行解调。通过这样的频率分配方式，能够最大化利用射频带宽及超外差架构的优势。

考虑到通道间的隔离问题，对于一般情况，由于基带平台的带宽范围为50 MHz~2 GHz，一方面可将其限制到2 GHz以下使用，从而获得足够的频带间隙用于设计带通滤波器；另一方面可将子链路的带宽设置大于

2 GHz，同样可以获得合适的频带间隙。而对于本文系统，基带带宽在2 GHz时，实际符号速率为1 595 MBaud，即实际占用带宽为1 595 MHz，可将剩余的带宽间隙用于设计滤波器，从而最大化利用射频带宽^[

14]；同时也可以通过加入有源开关，配合滤波器实现多通道通信^{[参考文献 15

百度学术}15]。

2 子系统设计与实现

对图1的系统模型进行拆解，基于系统复杂度、系统容量以及系统成本的多重考虑，对其中一路中频进行系统级验证。其中，第1次变频的本振频率m选择为9 GHz，第2次变频的本振频率a选择为12.625 GHz，即太赫兹本振频率为151.5 GHz，射频频率为141.5~143.5 GHz。

太赫兹频段选择课题组自研的6倍频器芯片以及D波段收发混频器芯片，均支持宽带应用；D波段低噪声放大器以及功率放大器选用国产商用芯片，其带宽可覆盖整个D波段；中频部分同样选择宽带中频混频器；基带使用课题组自研的基带平台。

子系统进行缩比实验的D波段通信系统的原理框图如图2所示。发射中频部分：基带提供4路正交差分的0~1 GHz调制信号，在发射中频板上经2个巴伦转换为2路I/Q正交信号，并经过低通滤波器后进入第一级混频器进行第1次上变频，第1次变频的混频器本振频率设定为9 GHz，因此射频端将得到8~10 GHz的第1次变频之后的调制信号。经过带通滤波器及数控衰减器之后输入到发射前端模块进行第2次变频。

图2 D波段子系统原理框图

Fig.2 Block diagram of D-band sub-system

在D波段发射前端模块中，经过第1次上变频得到的8~10 GHz信号首先经过一级功率放大，并通过次谐波混频器与本振信号叠加，得到141.5~143.5 GHz射频信号。其中，中频功率放大器芯片可在6~28 GHz频率范围内提供23.5 dB增益，输出1 dB压缩点为17.5 dBm；12.625 GHz的本振信号首先经过一个自研的6倍频器芯片进行倍频，得到频率为75.75 GHz信号，经过带通滤波器后作为本振输入。得到的射频信号经过两级功率放大器放大，最高发射功率可达15 dBm。

为进一步减小倍频器各次谐波对发射信号的影响，在6倍频器芯片后加入一款带通滤波器，提高输出本振信号的频谱纯度。课题组自研的太赫兹谐波混频器的射频频率范围为110~170 GHz，本振频率范围为55~85 GHz，变频损耗典型值为14 dB，既可作为上变频器件将中频信号上变频到射频信号，也可作为下变频器件将射频信号下变频为中频信号使用。混频器采用WIN pp10-10工艺，当作为上变频混频器使用时，晶体管栅极为本振输入，漏极为中频输入和射频输出，源极接地；当作为下变频混频器使用时，晶体管栅极作为本振输入，漏极为射频输入和中频输出，源极接地。功率放大器芯片的工作频率范围为110~150 GHz，增益典型值为19 dB，饱和输出功率典型值为15 dBm。通过次谐波混频器工作原理可知，151.5 GHz本振信号和8~10 GHz中频信号混频后，会产生141.5~143.5 GHz和159.5~161.5 GHz两个边带信号，若不进行边带抑制，解调后将极大影响调制信号的信噪比。因此在两级功率放大器中间设计了腔体式带通滤波器，滤除上边带信号及不可避免的本振功率泄露，同时保留下边带信号141.5~143.5 GHz。其滤波效果如图3所示，通带范围为125~145 GHz，插入损耗低于0.2 dB，对151.5 GHz本振信号抑制度高达27.74 dBc，对上边带信号抑制效果大于38 dB，回波损耗优于15 dB。

图3 D波段带通滤波器仿真结果

Fig.3 Simulation results of D-band band pass filter

对于射频前端接收机，噪声系数直接影响接收机的接收效果，因此系统选用国产商用D波段低噪声放大器芯片，可以在110~170 GHz提供18 dB增益以及典型值为3.5 dB的噪声系数。之后通过与发射模块中相同的腔体式带通滤波器及下变频混频器，将141.5~143.5 GHz的射频信号下变频至8~10 GHz，其中下变频混频器的本振链路与发射模块采用相同的倍频器芯片。考虑到接收到的功率较低，因此同样采用了中频功率放大芯片进行功率放大。经过中频放大的信号在接收中频板上进行第2次下变频：先通过带通滤波器滤除杂散信号，后经第二级混频器与9 GHz本振信号进行混频，得到2路0~1 GHz正交I/Q信号，通过低通滤波滤除高频杂散，并通过巴伦将其转为正交差分4路中频信号后，通过自动增益放大器输入到基带进行最终解调。

自动增益放大器选用的控制信号来自基带的电压反馈，可根据反馈电压值的不同提供-3~18 dB的增益调节范围，调节输入到基带的中频信号功率，配合基带实现最优接收功率输入，从而实现高灵敏度解调。

D波段射频前端发射和接收模块如图4所示，其中中频和本振采用亚微型版A(Sub Miniature version A，SMA)连接，射频端为WR6波导口。

图4 D波段射频前端模块

Fig.4 Photograph of D-band module

射频前端模块的测试结果如图5所示。保持本振频率为12.625 GHz不变，扫描中频频率从8 GHz至24 GHz，得到发射模块的测试结果：在127.5~143.5 GHz频率范围内，发射模块增益为27~34 dB，典型值为30 dB；饱和输出功率为13~16.7 dBm，典型值为15 dBm。测量接收模块时，同样保持本振频率为12.625 GHz，扫描射频频率从127.5 GHz到143.5 GHz，得到中频输出功率为8~24 GHz，接收模块的增益为39~44.4 dB，典型值为42 dB。收发模块的测试结果与链路预算结果相吻合，均满足高线性度射频通信系统对射频前端的要求，为下一步的系统级测试提供参考。

图5 D波段射频前端模块测试结果

Fig.5 Measurement results of D-band module

3 系统测试

完成模块设计及测试后，将中射频部分与基带进行系统级调试。其中，基带信号处理平台(图6所示)基于课题组自研的2 GHz带宽基带平台，具备全双工发送/接收数字基带信号处理能力，同时支持从二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)到1 024QAM的调制方式，可广泛用于基站回传、卫星网络、无人机、高空平台、深空探测以及音视频回传等领域。通信系统测试环境如图7所示，4路基带正交差分信号通过SMA与发射中频板连接，基带调制信号在发射中频板上进行第1次上变频；上方的本振模块分别为2次变频提供9 GHz和12.625 GHz的本振信号；发射射频前端模块对发射中频板生成的8~10 GHz信号进行第2次上变频，并经过滤波及放大电路得到141.5~143.5 GHz的射频信号。系统接收端是发射端的下变频过程，射频信号经过2次下变频得到1 GHz带宽的中频信号后经接收端基带信号处理平台进行解调。室内通信系统测试实验中，在射频接收端和发射端均采用工作频率为110~170 GHz的WR-6标准增益喇叭天线，增益为25 dBi，通过调整发射端中频功率进而调整发射功率，满足不同调制下的线性度要求。

图6 基带信号处理平台

Fig.6 Baseband signal processing platform

图7 通信系统测试环境

Fig.7 Test environment of the communication system

通过上文可知，发射射频前端模块最高可输出15 dBm的输出功率，但此时放大器已工作在饱和状态，发射信号的信噪比严重恶化，无线传输速率降低。为使系统能够实现高阶调制(如128QAM)，需让系统在高线性度条件下工作。因此采用功率回退，将系统发射功率回退10 dB至5 dBm，使放大器工作在远小于1 dB压缩点的电平上，功率放大器远离饱和区，从而改善功率放大器的输出三阶交调系数，使其工作在线性区，从而保证接收端信噪比，实现最高速率传输。

自由空间路径损耗为：

L_{F P S} = 20 l g d + 20 l g f + 20 l g \frac{4 π}{c} - G_{T x} - G_{R x}

(1)

式中： $L_{F P S}$ 为自由空间路径损耗(dB)；d为传输距离(m)；f为工作频率(Hz)；c为真空中光速(m/s)；G_Tx和G_Rx分别为发射和接收端天线增益(dBi)。由式(1)可知，当传输距离为10 m时， $L_{F P S}$ 约为45.4 dB，此时到接收射频前端的功率为-40.4 dBm，可以满足接收端解调的信噪比。子系统分别在正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)、8PSK、16QAM、32QAM、64QAM以及128QAM等不同调制状态下接收端解调的星座图如图8所示。可以看到，系统最高可实现128QAM调制，其误差矢量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)为2.8%，此时子系统空口传输速率可达到11.2 Gbps，业务速率达到9.4 Gbps，星座图的各个相位清晰可辨；同时室内测试结果显示，在收发均采用增益为25 dBi的喇叭天线的情况下，系统通信距离可达10 m。

图8 不同调制下通信系统星座图

Fig.8 Constellation graphs of different modulations for communication system

对极限条件下的通信性能进行测试。采用QPSK调制方式和128QAM调制方式，最大发射功率分别为11 dBm和8 dBm，此时对应的EVM分别为27.5%和3.6%，传输速率分别为2.6 Gbps和9.4 Gbps，对应的星座图如图9所示。

图9 最大发射功率下QPSK和128QAM星座图

Fig.9 Constellation graphs of QPSK and 128QAM under maximum output power

4 结论

通过n路中频频率合成的方式，本文设计了一款工作频率在D波段的宽带通信系统，工作带宽为(n×2) GHz，实现超过100 Gbps的传输速率以及128QAM调制阶数。对其中一路中频进行1/n缩比验证，通过使用自研的太赫兹混频器芯片及商用基带平台，基于超外差架构设计了中频、射频和本振等多个模块，成功实现了室内10 m距离下最高128QAM调制、11.2 Gbps的空口传输速率以及9.4 Gbps业务传输速率。

本系统采用全固态设计，相较于真空管能够极大减小成本，更适合规模化应用；同时相比采用低阶调制实现短距离无线通信的同类文献，本系统考虑了低成本的商业化基带芯片及信道带宽电信标准都在2 GHz以下的情况，通过中频频率合成，最大化利用太赫兹宽频带特性，在太赫兹通信系统小型化、轻量化、商业化等方面具有更为广阔的应用前景。后续的工作将结合本文的实验结果，对多路合成充分利用D波段带宽的方案进行详细验证以实现更远距离、更大带宽的高速无线通信。

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