基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路关键参数研究

杨早，陈万军，陈资文; YANG Zao; CHEN Wanjun; CHEN Ziwen

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摘要

介绍了一种基于漂移阶跃恢复二极管(DSRD)的纳秒级高压脉冲产生电路的工作原理，对该电路进行建模，并根据模型讨论了影响脉冲输出特性的关键电路参数。实验中采用本实验室研制的高压碳化硅(SiC) DSRD器件在50 Ω的标准负载上得到了峰值为2.27 kV，上升时间为1.846 ns的纳秒级脉冲电压，并在此基础上改变电路中的关键参数进行测试，得到的脉冲电压峰值变化趋势与从模型中分析的保持一致，验证了模型的合理性。考虑到开关管在关断过程中的漏源极产生的电压过冲问题，在开关管漏源极两端并联缓冲电容，并通过实验调整其参数，在不影响DSRD脉冲放电电压峰值的情况下，降低开关管漏源极两端过冲电压。

关键词

漂移阶跃恢复二极管; 电路参数; 脉冲电路; 纳秒级; 碳化硅

脉冲功率技术是将一个在电容或电感中储存较长时间的能量，经过快速压缩、转换，最后有效释放给负载的科学技术^[

1]。脉冲功率技术的研究领域最初主要集中在电磁推动器、核爆模拟等国防军事领域，随着技术的发展，后来逐步拓展到材料研究、环境保护、生物医学等民用领域^{[参考文献 2-3}2-3]。在脉冲功率技术中，脉冲功率开关对脉冲系统的整体性能指标(如脉冲输出峰值、脉冲上升时间、脉冲重复频率等)有极大影响，因此脉冲功率开关是脉冲功率系统中重要的组成部分。

1985年，俄罗斯约飞实验室提出了一种基于可控等离子体层换流思想的半导体断路开关器件漂移阶跃恢复二极管(DSRD)，表现出超快恢复的特性，能够产生纳秒级前沿的输出电压。因为其稳定性较高，开关速度较快以及制备工艺简单，因此DSRD器件作为脉冲功率开关备受瞩目^[

4]。早期的DSRD器件为P⁺N^-N⁺三层结构，随着工艺水平的不断进步，DSRD器件多采用P⁺P^-N^-N⁺四层结构。DSRD器件配合外部的触发电路，能够将储存在储能元件中的能量在极短时间内转移给负载，从而在负载上产生纳秒甚至是亚纳秒级的高压脉冲信号。目前，典型的硅基DSRD器件产生的脉冲电压峰值小于2 kV，关断时间小于2 ns，重复频率小于300 kHz^{[参考文献 5

百度学术}5]。随着脉冲应用所需电压等级水平和开关速度的不断提高，硅材料逐渐接近理论极限，迫切需要一种新型材料提高DSRD器件的性能。2002年，I V Grekhov等^{[参考文献 6

百度学术}6]采用碳化硅材料制造出DSRD器件，测试结果表明，该器件具有超快关断

(<1 ns)电流的能力。利用4H-SiC材料所具有的高临界击穿电场可制作更高击穿电压的单芯片DSRD器件，同时其更高的载流子饱和漂移速度使器件具有更高的关断速率，从而有利于在负载上获得性能参数更优的高压脉冲信号。

外部电路对DSRD器件的工作特性有很大的影响，对基于DSRD的脉冲产生电路的研究至关重要。采用单开关控制的脉冲产生电路因其电路结构简单、控制信号易于实现的特点备受研究者瞩目。2013年，L M Merensky等^[

7]采用该电路结构，得到了峰值为2.2 kV，上升时间为1 ns的输出脉冲电压，并对该电路的效率进行了研究。2018年，王亚杰等^{[参考文献 8

百度学术}8]对该电路进行仿真研究，针对输出电压为2 kV的脉冲源，给出了电路中的各元件参数选择。2021年，FANG等^{[参考文献 9

百度学术}9]对该电路中参数与泵浦电流之间的关系进行分析，通过多路并联，研制了5 MHz高重频DSRD脉冲发生器，脉冲输出电压大约为2 kV。目前研究人员对该DSRD脉冲产生电路的研究仍具有局限性，鲜少有研究系统地针对电路进行建模分析，并搭建测试平台进行实验分析验证。

因此，本文对该纳秒级高压脉冲产生电路进行建模，得到负载输出电压的表达式，并从中分析出电路中的关键参数对输出电压特性的影响，得到了关键电路参数的取值范围。实验中采用本实验室制作的一款3.3 kV的高压SiC DSRD器件，搭建纳秒级高压脉冲产生电路对DSRD器件进行测试。通过选择合适的电路参数，在负载上得到了高压脉冲信号，并在此基础上改变电路中的关键参数，观察负载上获得的脉冲电压的变化趋势，测试结果表明该模型能够解释负载上的脉冲电压峰值与电路中的关键参数的定性关系，同时能从定量角度较为精确地给出电路中的关键参数的取值。最后，通过在电路中开关管的漏源极两端并联缓冲电容提高该电路的可靠性。

1 基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路关键参数研究

1.1 基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路的工作原理

图1为本文采用的纳秒级高压脉冲产生电路拓扑结构，其特点在于使用一个开关就能同时控制DSRD器件工作时的双向泵浦电流^[

10]。

图1 纳秒级高压脉冲产生电路结构

Fig.1 Circuit structure for nanosecond high voltage pulse generation

根据DSRD工作原理，电路分为3个阶段：a) 静态阶段；b) 正向泵浦阶段；c) 反向泵浦阶段。在静态阶段中，偏置电压U_DD和U_BIAS向电容C₂进行充电(U_DD＞U_BIAS)；在正向泵浦阶段，开关管S₁开启，U_DD给电感L₁充电，同时电容C₂经过L₁与开关管S₁、电感L₂、DSRD器件形成的回路放电，DSRD器件流过正向泵浦电流，器件漂移区存储等离子体。经过ΔT后关断S₁，DSRD器件进入反向泵浦工作阶段，开关S₁迅速变为高阻抗，此时DSRD器件漂移区中还存储着上一阶段注入的等离子体，器件仍保持低阻抗，于是流经L₁的电流被切换路径，流过L₁与L₂、C₂、DSRD器件形成的回路，对L₂充电的同时使DSRD器件流过反向泵浦电流，抽取前一阶段器件存储的等离子体。当前一阶段器件积累的等离子体被抽取完后，器件阻抗迅速上升，电感L₂上的电流被切换至负载R_L上，于是在R_L上形成高压脉冲信号。

1.2 基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路的理论建模

为深入研究基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路的脉冲放电过程，对该电路各工作阶段进行理论分析，剖析输出特性与电路参数之间的关系。由于电路中各参数主要通过影响正向泵浦阶段以及反向泵浦阶段流过DSRD器件的电流来影响输出电压，因此主要对DSRD器件工作的正向泵浦阶段以及反向泵浦阶段进行建模。

1.2.1 正向泵浦阶段建模

DSRD器件正向泵浦阶段等效电路图如图2所示。在初始阶段开关S₁导通，与电感L₁以及电阻R_d(包括开关S₁导通电阻R_s以及回路的寄生电阻)组成一阶电路，如图2通路一所示。同时电容C₂、电感L₂、开关管S₁、DSRD组成二阶振荡电路，如图2通路二所示。。

图2 正向泵浦阶段等效电路图

Fig.2 Equivalent circuit diagram of forward pumping stage

由于稳压电容C₄取值一般较大，其两端的电压近似等于U_DD，则一阶电路的电路方程满足式(1)：

\{\begin{array}{l} L_{1} \frac{d i_{L 1}}{d t} + i_{L 1} R_{d} = U_{D D} \\ i_{L 1} (0) = 0 \end{array}

(1)

通过求解式(1)，得到流过电感L₁的电流大小i_L1：

i_{L 1} = \frac{U_{D D}}{L_{1}} Δ T e^{- \frac{R_{d}}{2 L_{1}} Δ T}

(2)

可见，流过电感L₁的电流主要与电感L₁的感值、偏置电压U_DD的值以及开关管开启时间 $Δ$ T有关。

通路二的电路方程由式(3)给出，其中电阻R₀包括开关管和DSRD器件正向导通电阻以及回路中的寄生电阻。

\{\begin{array}{l} L_{2} C_{2} \frac{d^{2} u_{C 2}}{d t^{2}} + R_{0} \frac{d u_{C 2}}{d t} + u_{C 2} = 0 \\ i_{L 2} = C_{2} \frac{d u_{C 2}}{d t} \\ u_{C 2} (0) = U_{D D} - U_{B I A S} \\ i_{L 2} (0) = 0 \end{array}

(3)

由于开关管和DSRD器件均处于正向导通状态，它们的正向导通电阻相对于通路二的特征电阻可忽略不计，因此电容C₂和电感L₂工作在二阶过阻尼状态下。通路二中，DSRD器件与电感L₂为串联关系，流过DSRD器件的电流和流过电感L₂的电流相等。为保证在开关管开启时间内，流过DSRD器件的电流始终为正向电流，DSRD器件存储等离子体，必须使正向脉冲宽度(即开关管开启时间 $Δ$ T)小于电容C₂、电感L₂振荡的半周期^[

9]。于是，通过求解通路二的电路方程，流过DSRD器件的电流i₊可近似由式(4)给出：

i_{+} = i_{L 2} \approx (U_{D D} - U_{B I A S}) \sqrt[]{\frac{C_{2}}{L_{2}}} s i n (ω Δ T)

(4)

可以看出，通过调整偏置电压U_DD的值，可以方便地控制正向泵浦电流的大小。调整开关管开启时间，可以控制正向泵浦电流脉冲宽度，进而控制正向泵浦阶段中DSRD器件储存的等离子体。前提是正向脉冲泵浦宽度满足式(5)：

Δ T \leq π / ω = π \sqrt[]{L_{2} C_{2}}

(5)

当正向泵浦脉冲宽度大于电容C₂、电感L₂振荡的半周期时，通路二的电流将反向，使DSRD储存的等离子体被提前抽取，应避免这种情况。因此，为使开关管开启时间 $Δ$ T能在更大范围内进行调整，根据式(5)，选取的电容C₂应大于10 nF。

1.2.2 反向泵浦阶段

DSRD器件工作的反向泵浦阶段的等效电路如图3所示。在开关S₁关断的初始时刻，电感L₁的电流在开关管的作用下切换路径，由于正向注入的载流子使DSRD器件保持较低阻抗，由L₁、L₂、C₂、DSRD器件组成的通路三导通。此时流过DSRD器件的电流近似等于流过电感L₂的电流。为保证L₁储存的能量最大程度上传递给L₂，L₁电感的值应等于L₂^[

11]。

图3 反向泵浦阶段等效电路图

Fig.3 Equivalent circuit diagram of reverse pumping stage

当正向注入的载流子被抽取完后，DSRD快速断开，阻抗随时间迅速增加，于是流过DSRD器件的电流被切换到由L₁、L₂、C₂、C₃、R_L组成的通路四，在负载上产生高压纳秒级脉冲电压。

因为电容C₃只是隔离电源U_BIAS和负载R_L的作用，其取值过小会对输出有较大的分压，使负载上的输出电压峰值降低。电容C₃的取值应足够大：

Z_{C_{3}} = \frac{1}{ω_{0} C_{3}} ≪ R_{L}

(6)

根据式(6)，电容C₃取值应远大于26 pF，这样对负载上的脉冲输出峰值影响较小。

在DSRD器件快速断开的过程中，其阻抗R_D(t)随时间迅速增加。将DSRD器件与C₃、负载R_L看成一个系统，其总阻抗R_Total满足式(7)：

R_{T o t a l} = \frac{(R_{L} + \frac{1}{ω_{0} C_{3}}) R_{D} (t)}{(R_{L} + \frac{1}{ω_{0} C_{3}}) + R_{D} (t)} \approx \frac{R_{L} R_{D} (t)}{R_{L} + R_{D} (t)}

(7)

在DSRD器件关断的过程中，DSRD器件的阻抗快速增大至MΩ级别，与负载R_L相比，对放电时间常数的影响可忽略，因此R_Total的值近似等于R_L。流过电感L₂上的电流按照电感L₂与R_Total组成的RL振荡电路的时间常数开始衰减，直到DSRD完全关断，流过电感L₂的电流被切换到负载R_L上，得到负载上流过的最大电流 $I_{R_{L}, m a x}$ ：

I_{R_{L}, m a x} = I_{L_{2}, m a x} e^{- \frac{t_{0}}{L_{2} / R_{T o t a l}}}

(8)

式中： $I_{L_{2}, m a x}$ 为反向泵浦阶段电感L₂上流过的电流最大值；t₀为DSRD器件完全关断所需要的时间。当L₁能量完全转移到L₂上时，DSRD器件开始关断，则 $I_{L_{2}, m a x} = I_{L_{1}}$ 。结合式(2)，负载上输出电压的最大值为：

U_{R_{L}, m a x} = R_{L} I_{R_{L}, m a x} = \frac{U_{D D} Δ T R_{L}}{L_{1}} e^{- \frac{R_{d}}{2 L_{1}} Δ T} e^{- \frac{t_{0}}{L_{2} / R_{T o t a l}}}

(9)

从式(9)可以看出，电路中的关键参数为开关管S₁开启时间 $Δ$ T、偏置电压U_DD、电感L₁，它们的值在很大程度上会影响负载上输出电压峰值。

为进一步探究负载上输出电压峰值 $U_{R_{L}, m a x}$ 与开关管S₁开启时间、偏置电压U_DD以及电感L₁的关系，将 $U_{R_{L}, m a x}$ 对 $Δ$ T求偏导：

\frac{\partial U_{R_{L}, m a x}}{\partial Δ T} = \frac{U_{D D} R_{L}}{L_{1}} e^{- \frac{R_{a}}{2 L} Δ T} e^{- \frac{t_{0}}{L_{2} / R_{T o t a l}}} [1 - \frac{R_{d}}{2 L_{1}} Δ T]

(10)

从式(10)可以看出，其他参数一定时，负载电压峰值随开关管S₁开启时间 $Δ$ T的增加呈现先增加后减小的趋势。这是由于改变开关管S₁开启时间 $Δ$ T能够改变在正向泵浦阶段储存在电感L₁中的能量大小，使DSRD关断时刻流过电感L₂的电流不同，进而影响负载上输出的脉冲电压峰值。根据式(9)绘制U_DD=200 V，L₁=100 nH时，负载上输出的电压峰值随开关管开启时间 $Δ T$ 的变化曲线，如图4所示。可见， $Δ$ T的取值过小或过大都会使负载上输出电压峰值急剧下降，定义输出电压下降10%的范围为 $Δ$ T的最佳取值范围，则 $Δ$ T应在50~200 ns范围内取值，如图4黄色区域所示。

图4 负载输出电压峰值随ΔT的变化曲线

Fig.4 Waveform of load peak voltage by changing ΔT

负载上输出电压峰值 $U_{R_{L}, m a x}$ 与电感L₁的关系为：

\frac{\partial U_{R_{L}, m a x}}{\partial L_{1}} = \frac{U_{D D} Δ T}{L_{1}^{2}} e^{- \frac{R_{L} Δ T + 2 t R_{L}}{2 L_{1}}} [\frac{R_{d} Δ t + 2 R_{L} t}{2 L_{1}} - 1]

(11)

从式(11)可以看出，其他参数一定时，负载电压峰值随电感L₁值的增加呈现先增加后减小的趋势。调整电感L₁的值可方便调整正向泵浦阶段流过电感L₁的电流。负载上的电压峰值变化趋势与正向泵浦阶段流过电感L₁的电流变化趋势一致。在U_DD=200 V， $Δ$ T=100 ns时，负载上输出的电压峰值随电感L₁值的变化曲线如图5所示。从图5中可以看出，L₁的取值过大或过小都会使负载上的脉冲电压峰值急剧下降。电感L₁取值应该在几十至几百nH数量级范围内，考虑到电路中存在的寄生电感，实际电感取值范围在50~200 nH内，如图5黄色区域所示。

图5 负载输出电压峰值随L₁的变化曲线

Fig.5 Waveform of load peak voltage by changing L₁

负载上输出电压峰值 $U_{R_{L}, m a x}$ 与电压U_DD的关系为：

\frac{\partial U_{R_{L} - m a x}}{\partial U_{D D}} =

= \frac{Δ T R_{L}}{L_{1}} e^{- \frac{R_{d}}{2 L_{1}} Δ T} e^{- \frac{t_{0}}{L_{2} / R_{T o t a l}}}

(12)

U_DD通过改变流经电感L₁的电流以改变DSRD反向泵浦电流的最大值。U_DD越大，理论上反向泵浦电流能达到的最大值 $I_{L_{2}, m a x}$ 也越大。但从式(4)中能看出，U_DD会通过影响电容C₂上的初始电压影响流过DSRD的正向泵浦电流，从而改变正向阶段注入DSRD器件漂移区的载流子。因此，U_DD过大会使正向注入的载流子过多，导致反向抽取载流子的时间超过反向电流到达峰值的时间，这样器件并非在反向电流达到峰值的时候关断，使负载上的输出电压峰值下降，因此U_DD取值也有一个优值。在参数匹配最佳的条件下，通过式(9)可计算得到负载上的峰值电压为U_DD的10~15倍，因此U_DD应在器件耐压的1/15~1/10范围内取值。

2 实验验证

2.1 实验环境的搭建

用于产生高压脉冲的SiC DSRD器件由实验室研发，图6为器件的实物图。该器件具有P⁺P^-N^-N⁺(1 µm/3×10¹⁹ cm^-3; 4 µm/1×10¹⁷ cm^-3; 35 µm/1×10¹⁵ cm^-3; 350 µm/5×10¹⁸ cm^-3)4层结构，其耐压为3.3 kV，正向导通电压为

图6 3.3 kV SiC DSRD器件实物图及结构图

Fig.6 Physical diagram and structure of 3.3 kV SiC DSRD device

3.25 V@100 mA。

图7为所搭建的测试环境。示波器的型号为Tektronix MSO54B，模拟带宽为1 GHz；高压探头的型号为Tektronix THDP0100，能够测量高达6 kV的高压信号，探头带宽为100 MHz；开关管选择IXYS公司的射频N沟道横向扩散金属氧化物半导体(Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductor，LDMOS)，型号为DE475-10N21A，该MOS开关具有极快的开关速度，在栅源电压U_GS=15 V的条件下，开关管的导通时间T_d(on）=5 ns，关断时间T_d(off）=8 ns，极大程度地减小了开关管关断过程中电路中的能量损耗，使测试的结果更接近于理论分析。

图7 测试环境的搭建和基于SiC DSRD的脉冲发生器

Fig.7 Picture of measurement hardware and pulse generator with SiC DSRD

按照前文的参数选择范围对电路中各参数进行选择，各参数值由表1给出。图8为在50 Ω标准负载上测试得到的输出波形。从图8中可以看出，负载上输出的脉冲电压峰值为2.27 kV，上升时间为1.846 ns。

表1 电路中的参数选择

Table1 Parameter selection in circuits

circuit parameter	value
U_DD/V	300
U_BIAS/V	50
L₁/nH	66
L₂/nH	66
C₂/nF	100
C₃/nF	100
ΔT/ns	120

图8 50 Ω负载上测试得到的输出电压

Fig.8 Measurements of output voltage with R_L=50 Ω

2.2 偏置电压U_DD对基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路的影响

为验证前文函数模型中关键参数对输出脉冲峰值的影响，改变电路中的关键参数开关管S₁开启时间 $Δ$ T、偏置电压U_DD、电感L₁，观察输出脉冲的变化趋势。首先改变偏置电压U_DD，图9给出了不同偏置电压U_DD下，负载上输出的脉冲电压峰值变化。负载上输出的脉冲电压峰值随偏置电压U_DD的增加呈现先增加后减小的趋势。实验结果与函数模型中分析的一致。在偏置电压较小的情况下，随着偏置电压U_DD的增大，DSRD器件正向泵浦工作，流经电感L₁的电流增加，使电感L₁上的储能增加，这部分能量在开关管关断后转移到电感L₂上，使DSRD在开始关断时刻，流过电感L₂的电流增加，从而使负载上脉冲输出电压峰值提高。当U_DD过大时，正向泵浦阶段流过DSRD的电流很大，从而使正向阶段DSRD器件储存的载流子过多，这样，在反向电流达到最大值时，DSRD器件因正向阶段存储的载流子没有被抽取干净仍保持低阻抗，这样在器件关断时刻，流过电感L₂的电流会越过反向电流的最大值，从而使输出电压降低。同时，过大的偏置电压U_DD也会造成能量的浪费。从图9还可以看出，负载上的脉冲电压峰值为U_DD的10~15倍，与前文分析一致。

图9 不同偏置电压U_DD下负载上得到的脉冲电压峰值

Fig.9 Measured load peak voltage under different values of U_DD

2.3 电感L₁对基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路的影响

图10为改变电感L₁的值，负载上输出的脉冲电压峰值变化趋势图。负载上输出的脉冲电压峰值随着电感L₁取值的增加呈现先增加后减小的趋势，与从函数模型中式(11)得到的结果一致。从式(2)中能看出，当电感L₁的取值较小时，DSRD器件工作在正向泵浦阶段时流经L₁的电流较小；同时根据式(4)，流经DSRD器件正向电流较大。这样，一方面，在反向泵浦阶段流经电感L₂的电流峰值较低，另一方面，器件关断时流过电感L₂的反向电流可能越过其峰值，使得在器件关断时流过电感L₂的反向电流的值更低，从而使负载上脉冲过低。L₁过大时，根据式(4)，流过DSRD器件的正向电流过小，因此，DSRD器件正向泵浦阶段储存的等离子体过低。在DSRD器件工作在反向泵浦阶段时，其正向阶段储存的等离子体被迅速抽离，从而使得器件在反向电流最大值到来前提前关断，同时根据式(2)，过大的L₁取值也会使器件工作在正向泵浦阶段时流过电感L₁的电流降低，使流过电感L₂反向电流的最大值也会降低。同时从图10中可以看出，负载上输出电压峰值最大时，电感L₁的取值为90 nH，在前文得到的取值范围内。

图10 不同开关管开启时间L₁下负载上得到的脉冲电压峰值

Fig.10 Measured load peak voltage under different values of L₁

2.4 开关管开启时间 $Δ$ T对基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路的影响

图11为改变开关管开启时间 $Δ$ T，负载上输出的脉冲电压变化趋势图。负载上输出的脉冲电压峰值随着 $Δ$ T的取值的增加呈现先增加后减小的趋势，与式(10)中得到结果一致，通过调整开关管开启时间 $Δ$ T，可以方便地控制负载电压的峰值，且在实验中最容易实现。当 $Δ$ T较小，DSRD器件正向泵浦阶段储存的等离子体数量比较少，同时流过电感L₁的电流较小，导致反向泵浦阶段DSRD器件在很小的电流下关断，电感L₂上储存的能量过低，从而在负载上得到的脉冲峰值较低。而当 $Δ$ T较大时，流经电感L₁的电流也开始下降，使流过电感L₂的反向电流最大值下降，从而使负载上输出的电压峰值降低。 $Δ$ T过大，可能超过通路二电流振荡的半周期，使DSRD器件的电流可能在此阶段反向，造成器件储存的等离子体减少。这样，在负载上得到的脉冲电压峰值也会降低。同时从图11中可以看出，负载上输出电压峰值最大时，开关管开启时间 $Δ$ T取值为130 ns，位于前文得到的取值范围内。

图11 不同开关管开启时间ΔT下负载上得到的脉冲电压峰值

Fig.11 Measured load peak voltage under different values of ΔT

相比文献[

8]、[12]、[13]中利用仿真大量拉偏来确定脉冲产生电路各参数优值，利用该模型能够解释负载上的脉冲电压峰值与电路中的关键参数的定性关系，同时能从定量角度较为精确地给出电路中的关键参数电感和开关管开启时间ΔT的取值范围，对电路参数的设计与优化提供指导意义。值得一提的是，脉冲电压上升时间主要与器件的关断时间t₀有关，因此本文没有分析脉冲电压上升时间与电路中关键参数之间的关系，模型只用于剖析脉冲电压峰值与电路参数之间的关系。

3 基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路的可靠性

3.1 瞬态开关对基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路的影响

在对基于SiC DSRD的纳秒级高压脉冲产生电路进行建模分析的时候，将开关当成了理想开关来处理，没有考虑其耐压情况。而在开关管关断瞬间，流过电感L₁的电流不能发生突变，因此电感L₁上的高di_L₁/dt会使L₁感应出一个高电压，此时开关管上的漏极电压U_Drain为：

U_{D r a i n} = U_{D D} + L_{1} \frac{d i_{L 1}}{d t}

(13)

从式(13)可以看出，开关管关断瞬间叠加在电源U_DD上的电压会使开关管的漏源极两端有很大的电压过冲，而所选择的开关管的漏源端耐压为1 kV，因此该电压容易超过MOS管的耐压值，使MOS管被烧坏，进而使脉冲电路失效。在MOS管漏源极两端并联缓冲电容C₁来降低MOS管关断时刻产生的过冲电压，如图12所示。这样在开关管关断瞬间，电感L₁先给电容C₁充电，从而减小了电感上的电流变化率di_L₁/dt，使开关管关断时两端的过冲电压降低。

图12 改进后的电路结构

Fig.12 Improved circuit structure

3.2 电容C₁的值对电路可靠性以及输出特性的影响

图13为改变缓冲电容C₁的值负载输出脉冲电压峰值和开关管关断瞬间漏源极电压峰值的变化趋势。从图13中看出，通过改变缓冲电容C₁的值可以改变开关管关断瞬间MOS管漏极上的过冲电压峰值。当C₁的值较小时，电容C₁对MOS管的过电压的缓冲作用不明显。而缓冲电容C₁的值过大以后，尽管MOS管漏源极过电压峰值较小，电路的可靠性得到了很大的提高，但是负载上输出的脉冲电压峰值急剧下降。这是由于在DSRD器件工作在反向泵浦阶段时，电容C₁和电容C₂相当于并联关系，增大了反向泵浦电流的振荡周期，但DSRD正向泵浦阶段存储的等离子体并没有发生明显变化。这样DSRD器件会在反向泵浦电流达到最大值之前提前关断，从而使得负载上输出的脉冲电压峰值降低。从实验结果看出，在电容C₁取值为1 nF时，可以在不牺牲输出电压峰值的同时使得MOS管漏源极过冲电压较小，大大提高了电路的可靠性。

图13 不同C₁下负载上得到的脉冲电压峰值和开关管漏源电压U_DS

Fig.13 Measured load peak voltage and drain source voltage U_DSunder different values of C₁

4 结论

本文针对一种基于SiC DSRD的纳秒级高压脉冲产生电路进行了研究，电路中各元件参数主要通过影响DSRD器件的正向泵浦阶段以及反向泵浦工作阶段，来影响脉冲电压峰值。因此为了探究电路中关键参数对电路输出的影响，对DSRD器件的正向泵浦工作阶段和反向泵浦工作阶段进行了电路建模分析，得到了各元件参数的取值要求，同时得到了负载电压峰值的函数表达式，并根据表达式进一步推导出负载电压峰值与电路中关键参数的关系。实验中，根据理论分析得到各元件的取值要求，采用本实验室制作的一款耐压为3.3 kV的DSRD器件，在50 Ω的负载上得到了峰值电压为2.27 kV，上升时间为1.846 ns的陡前沿脉冲，并在此基础上改变电路中关键参数，得到输出脉冲峰值的变化趋势以及电路参数取值优值与模型中分析的一致，表明该模型能够解释负载上的脉冲电压峰值与电路中的关键参数的定性关系，同时能从定量角度较为精确地给出电路中的关键参数电感和开关管开启时间ΔT的取值，对电路参数的设计与优化提供指导意义。最终，考虑到电路中开关关断时会造成MOS管漏源极电压过冲，在电容中加入了缓冲电容C₁，并通过实验调整其参数，使在不牺牲电路的输出特性条件下，电路的可靠性得到了明显的提高。

参考文献

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基于SiC DSRD纳秒级高压脉冲产生电路关键参数研究 PDF

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